НЧ-ФИЛЬТР НА ЗАЗЕМЛЯЮЩЕЙ СТРУКТУРЕ С ДЕФЕКТАМИ

Низкочастотные фильтры (фНЧ) получили широкое распространение в системах связи и других приложениях благодаря способности препятствовать прохождению помех высокого порядка и шума. Для создания микрополоскового фНЧ на 1,8 ГГц сравнительно малого размера была использована заземляющая структура квазияги с дефектами (quasi-Yagi defected ground structure, DGS) и компенсирующие конденсаторы. У этого фильтра резкая отсечка, малые вносимые потери в полосе пропускания и широкая полоса заграждения с затуханием 20 дБ в диапазоне 2,8–11,0 ГГц. Параметры цепи были получены с помощью метода анализа схем. С этой целью использовалась эквивалентная цепь модели, построенной с помощью программного обеспечения Microwave Office от компании AWR Corp. Параметры полосы заграждения настраивались путем изменения размеров дефектов микрополосковой структуры. Размеры опытного образца фильтра на печатной плате составили 0,45λg ∙ 0,35λg, где 0,45λg = 44 мм. В планарных топологиях фильтров используются микрополосковые структуры с дефектами (defected microstrip structures, DMS) и заземляющие структуры с дефектами (defected ground structure, DGS), которые помимо других преимуществ относительно недороги в производстве с помощью фотолитографических методов или технологий изготовления печатных плат [1–2]. Периодические или непериодические структуры DGS обеспечивают хорошую полосу заграждения на высоких частотах, отсекая нежелательные помехи [2–3].

Рисунок 1

Рисунок 2

Квазиволновой элемент миниатюрного ФНЧ

Модель эквивалентной цепи предлагаемого квазиволнового DGS-устройства

DGS-структура простой или более сложной формы позволяет увеличить полосу заграждения фНЧ [1–2]. Как правило, эта структура используется при проектировании фильтров с улучшенными характеристиками, прямоугольных микрополосковых антенн [3–4], шлейфовых ответвителей, делителей мощности и силовых усилителей [5]. Один из методов создания DGS-структуры состоит в травлении нескольких шаблонов на нижней металлической земляной шине печатной платы под микрополосковой линией передачи. Дефекты изменяют распределение тока в заземляющей шине, а также характеристики микрополосковой линии передачи (при увеличении эффективной индуктивности и емкости), в результате чего достигается эффект замедленного сигнала с заграждающими свойствами. Мы рассмотрим прямоугольную DGS-структуру, описанную в [6–17]. Эта структура с ответвлениями (рукавами) вдоль щелевого канала использовалась для управления связью между каскадно расположенными резонаторами, чтобы улучшить характеристику полосы заграждения, уменьшить потери в полосе пропускания, увеличить крутизну характеристики в области перехода и таким образом минимизировать размер структуры фильтра. В низкочастотный фильтр были добавлены четыре подстроечных шлейфа, чтобы расширить полосу заграждения и уменьшить в полосе пропускания вносимые потери. Измерения, выполненные на опытном образце, показали хорошее соответствие с симуляциями. На рисунке 1 показано микрополосковое устройство со структурой DGS, состоящее из двух прямоугольных элементов, которые соединены с помощью горизонтальных и вертикальных щелевых каналов (ответвлений) в земляной шине. На рисунке 2 представлена модель эквивалентной цепи этого устройства на основе π-схемы Чебышева, где Cs — сумма емкостей в земляной шине, а Ls — индуктивность, параллельно установленная Cs. Причиной появления емкости Cp между источником питания микрополосковой линии передачи и металлической шиной, является краевое поле DGS-устройства. Сопротивление Rs соответствует потерям на излучение, а также в диэлектрическом материале подложки печатной платы. Модель цепи была создана симулятором Microwave Office. Параметры эквивалентной схемы рассчитаны с использованием S-параметров на основе электромагнитной симуляции. После расчета параметров S21 и S11 на резонансной частоте в симуляторе требуемые параметры схемы определяются с помощью соотношения между параметрами S-ABCD и Y в соответствии со следующими уравнениями:

A = [(1 + S11)(1 − S22) + + S12S21]/2S21 = 1 +Yp/Ys, (1)

B = [(1 + S11)(1 + S22) – – S12S21]/2S21 = 1/Ys, (2)

C = (1/Z0)[(1 – S11)(1 – S22) – – S12S21]/2S21 = 2Yp + (Y2 p/Ys), (3)

D = (1/Z0)[(1 – S11)(1 + S22) + + S12S21]/2S21 = 1 + (Yp/Ys), (4)

Ys = 1/Zs = 1/B, (5)

Ys = 1/Zs = B = = RsZLC/( Rs + ZLC), Rs → ∞, (6)

Zs = ZLC = [(jωLs)(1/ jωCs)]/[jωLs + + (1/ jωCs)], (7)

Zs = ZLC = jωLs/[1 – ω2LsCs], (8)

YLC = [1 – ω2L3C3]/jωLs = = j(ωCs – 1/ ωLs) = jBLC, (9)

BLC |ω = ωc = ω0Cs[(ωc/ω0) – ω0/ωc], (10)

Cs = BLC/ω0[(ωc/ω0) – – ω0/ωc] и Ls = 1/(ω0·2Cs), (11)

Yp = (A – 1)/B = 1/Rp + jBRC ≈ ≈ jBRC = jωCp, (12)

ω = ωc → Cp = BRC/ωc. (13)

где Ys — последовательная проводи- мость эквивалентной π-схемы; Yp — параллельная проводимость и Z0 — волновой импеданс линии передачи. При этом:

Рисунок 3

На рисунке 3 представлены некоторые электрические параметры (резонансная частота и частота за) в зависимости от размеров площадки DGS-структуры. Прямоугольный элемент и его площадь (ab) определяют индуктивность, а щели и расстояни между ними (c, d) — емкость. Значения частоты среза fc и резонансной частоты f0 рассчитываются из характеристик пропускания квазиволновых каналов [6–7]. Размеры DGS-структуры (a = 8 мм, b = 3 мм, e = 1 мм, c = 2,5 мм и s = 2,5 мм) были получены и оптимизированы симулятором Microwave Office, а такж пакетом программного обеспечения Tex-line. Чтобы проверить зависимость элементов эквивалентной цепи (емкость и индуктивность) на поверхности печатной платы, образованных под воздействием электромагнитного поля, была выполнена симуляция. Ее результаты представлены на рисунке 4. В этом анализе микрополосковая структура была разделена на две области. В области I электрическое поле, главным образом, сосредоточено в зазоре, и потому любое изменение его размеров сказывается на эффективной емкости структуры. В области II электрическое поле очень мало. С другой стороны, ток распределен по всей этой структуре. Следовательно, любое изменение ее площади значительно влияет на распределение магнитного поля и, в свою очередь, на поверхностный ток. В результате изменяется эффективная индуктивность структуры. Таким образом, область I соответствует емкости, а область II — индуктивности. Все структура эквивалентна LC-резонатору. На рисунке 5 схематично представлен низкочастотный фильтр со структурой DGS. Это устройство состоит из двух щелевых каналов в металлической земляной шине и двух компенсирующих конденсаторов на верхнем слое устройства, соединенных с помощью. На рисунке 3 представлены некоторые электрические параметры (резонансная частота и частота среза) в зависимости от размеров площадки DGS-структуры. Прямоугольный элемент и его площадь (ab) определяют индуктивность, а щели и расстояние между ними (c, d) — емкость. Значения частоты среза fc и резонансной частоты f0 рассчитываются из характеристик пропускания квазиволновых каналов [6–7]. Размеры DGS-структуры (a = 8 мм, b = 3 мм, e = 1 мм, c = 2,5 мм и s = 2,5 мм) были получены и оптимизированы симулятором Microwave Office, а также пакетом программного обеспечения Tex-line. Чтобы проверить зависимость элементов эквивалентной цепи (емкость и индуктивность) на поверхности печатной платы, образованных под воздействием электромагнитного поля, была выполнена симуляция. Ее результаты представлены на рисунке 4. В этом анализе микрополосковая структура была разделена на две области. В области I электрическое поле, главным образом, сосредоточено в зазоре, и потому любое изменение его размеров сказывается на эффективной емкости структуры. В области II электрическое поле очень мало. С другой стороны, ток распределен по всей этой структуре. Следовательно, любое изменение ее площади значительно влияет на распределение магнитного поля и, в свою очередь, на поверхностный ток. В результате изменяется эффективная индуктивность структуры. Таким образом, область I соответствует емкости, а область II — индуктивности. Вся структура эквивалентна LC-резонатору. На рисунке 5 схематично представлен низкочастотный фильтр со структурой DGS. Это устройство состоит из двух щелевых каналов в металлической земляной шине и двух компенсирующих конденсаторов на верхнем слое устройства, соединенных с помощью 50-Ом линии питания. В компьютерной симуляции был смоделирован четырехполюсный фНЧ на плате, изготовленной из материала RO4003, с относительной диэлектрической проницаемостью εr равной 3,38 при 10 ГГц по оси z. Моделирование проводилось с учетом того, что толщина материала составляет 0,813 мм. На рисунке 6 представлены результаты моделирования с помощью Microwave Office. Для компенсирующих конденсаторов были получены следующие размеры: m = 8 мм; n = 5 мм и k = 4 мм. Для проектирования фНЧ использовалось оптимизированное DGS-устройство на подложке размерами 30×20 мм2 с εr = 3,38 и толщиной h = 0,813 мм. На рисунке 7 представлена фотография изготовленного образца. Измерения (см. рис. 8) проводились на модели HP8719D векторного анализатора цепей от Agilent Technologies. Частота среза опытного образца фНЧ по уровню 3 дБ составляет 2 ГГц, а внеполосное ослабление — менее –20 дБ в диапазоне 3–11 ГГц; вносимые потери в полосе пропускания: около 0,65 дБ. Результаты моделирования хорошо согласуются с результатами измерения. Для улучшения частотной харак- теристики полосы заграждения фильтра были смоделированы DGS-резонаторы. Вариации длины горизонтального ответвления (l) приводят к изменению частоты среза и смещению полюса ослабления в частотной области. Чтобы понять влияние того, к чему приводит изменение длины горизонтального ответвления, остальные размеры этой структуры оставались неизменными (см. рис. 9); результаты симулирования представлены на рисунке 10. Уменьшение длины ответвления приводит к уменьшению суммарной емкости. При этом полюс ослабления перемещается в сторону меньшей частоты, а характеристика полосы заграждения и крутизна кривой частоты среза заметно улучшаются. Размеры фильтра (w0 = 1,92 мм; w1 = 8 мм; w3 = 3 мм; h = 10 мм; l = 2 мм и t = 2 мм) были рассчитаны и оптимизированы с помощью пакетов Microwave Office и Tex-line. Чтобы удовлетворить требованиям по созданию компактного полиномиального фНЧ пятого порядка с псевдоэллиптическими функциями и улучшить характеристику полосы заграждения, использовалась меандровая линия питания (см. рис. 11). В результате была повышена индуктивность структуры, что способствует смещению частоты полюса в сторону низких частот. На рисунке 12 видно, что с ростом частоты характеристика S21 значительно подавляется.

Рисунок 4

Рисунок 5

Рисунок 6

Рисунок 7

Рисунок 8

Рисунок 9

Рисунок 10

Рисунок 11

Рисунок 12

На рисунке 13 представлено распределение электромагнитного поля фНЧ с DGS-структурой в полосах заграждения и пропускания. В полосе заграждения на частоте полюса 2 ГГц (ноль передаточной функции) максимальный магнитный ток сосредоточен вокруг первого резонатора, указывая на то, что энергия не передается на выход. В результате распределение электромагнитного поля фильтра выглядит, как показано на рисунке 13а. В полосе пропускания при частоте нулевого отражения 1,2 ГГц почти вся мощность ВЧ-излучения проходит через структуру фильтра. Максимальная концентрация тока наблюдается на металлических шлейфах, а также на участке микрополосковой линии между тремя компенсирующими конденсаторами на верхнем слое, которые соединены с двумя DGS-резонаторами земляной шины (см. рис. 13б).

Рисунок 13

Выводы

Итак, у нового квазиволнового фНЧ со структурой DGS отличные характеристики полосы пропускания и заграждения. Использование меандровой линии питания позволяет улучшить эти параметры. Новый квазиволновой резонатор упрощает управление резонансной частотой, исключая необходимость во внешних устройствах и обеспечивая компактные размеры структуры фильтра. Измеренные характеристики в высокой степени совпадают с результатами компьютерного моделирования этого устройства.