Конденсаторные преобразователи напряжения
В статье рассматриваются преобразователи напряжения, построенные на цепях с переключаемыми конденсаторами. На взгляд автора, подобные топологии незаслуженно забыты и в настоящее время, с учетом наличия на рынке быстродействующих и экономичных силовых ключей, могут обрести «вторую молодость».
Конденсаторные, или как их еще называют, безындуктивные преобразователи напряжения используются относительно нечасто. На то есть свои причины – например, относительно небольшая выходная мощность и невысокий КПД. Однако в ряде случаев, когда требуется увеличить напряжение для небольшой нагрузки, а пульсации выходного напряжения не особенно критичны, использование подобных схем может оказаться весьма соблазнительной альтернативой.
Схема одного из диодно – конденсаторных каскадов, который обеспечивает высокое выходное напряжение, приведена на рисунке 1а. Наиболее примечательным в этой схеме является то обстоятельство, что номинальные напряжения диодов и конденсаторов каждого каскада должны соответствовать напряжениям этого каскада, а не сумме напряжений всех предыдущих каскадов, хотя выходное напряжение цепочки каскадов (см. рис. 1б) равно именно суммарному напряжению всех каскадов, составляющих цепочку!
Рисунок 1
Рисунок 2
а) схема диодно-конденсаторного каскада; б) цепочки диодно-конденсаторных каскадов
Схема зарядного насоса Диксона с: а) диодными каскадами; б) MOSFET
Приведенные на рисунке 1 схемы, наверное, знакомы каждому радиолюбителю, и все же в двух словах напомним их принцип действия. При отрицательной полуволне правая обкладка конденсатора С1 (см. рис. 1а) заряжается до пикового напряжения полуволны за вычетом напряжения на диоде D1. При положительной полуволне конденсатор С1 оказывается последовательно включенным с вторичной обмоткой трансформатора, поэтому конденсатор С2 заряжается удвоенным напряжением за вычетом напряжения на диодах D1 и D2. При последовательном соединении нескольких цепочек (см. рис. 1б) конденсаторы С2, С4 и С6 составляют последовательно соединенный стек конденсаторов, и напряжение всех конденсаторов суммируется.
На основе описанной схемы появились разные модификации для работы с постоянным входным напряжением. Одна из таких схем – зарядный насос Диксона – показана на рисунке 2. Похожая схема используется в ИС EEPROM и флэш-памяти для увеличения напряжения питания. Благодаря ей стало возможным уменьшить внешнее питание этих микросхем до 1,8 В. Выходное напряжение N-каскадной схемы описывается уравнением (1):
где VF – прямое падение напряжения на диоде.
Для повышения выходного напряжения можно вместо диодов использовать MOSFET с низким сопротивлением канала в открытом состоянии, но при этом несколько возрастет стоимость решения. На рисунке 3 показан результат моделирования в LTspice трехкаскадного зарядного насоса Диксона.
На рисунке 4 показана схема зарядовых насосов с плавающими или переключающимися конденсаторами. Такое название обусловлено тем, что при коммутации в некоторые моменты времени конденсаторы извлекаются из схемы и оба их конца «висят в воздухе». Необ-ходимо, чтобы между коммутациями было мертвое время. Эту универсальную топологию можно использовать не только для усиления, но и для уменьшения, а также для инвертирования напряжения. Как правило, эту топологию компании производители применяют для построения безындуктивных DC/DC-преобразователей.
В фазе 1 ключи SW1 и SW2 замкнуты (см. рис. 4), а ключи SW3 и SW4 разомкнуты; при этом конденсаторы С1 и С2 соединены последовательно и подключены к источнику входного напряжения. Каждый конденсатор заряжается до половины входного напряжения. Во второй фазе картина меняется на противоположную: ключи SW1 и SW2 разомкнуты, а SW3 и SW4 – замкнуты. В этом случае конденсаторы С1 и С2 соединены параллельно и подключены к выходу схемы. Таким образом, входное напряжение уменьшается в два раза.
Для уменьшения размера конденсаторов можно увеличить рабочую частоту; при этом, однако, возрастут коммутационные потери. Еще одним фактором, ограничивающим рабочую частоту, является постоянная времени заряда конденсаторов, которая ограничена выходным сопротивлением источника входного напряжения VIN, сопротивлением открытого канала ключей и эквивалентным последовательным сопротивлением (ESR) конденсаторов. В практической схеме, возможно, следует предусмотреть мягкий пуск, чтобы ограничить пусковой ток. В противном случае не исключено срабатывание защиты от максимального тока.
Рисунок 3
Рисунок 4
Результат моделирования в LTspice трехкаскадного зарядного насоса Диксона
Схема зарядового насоса с плавающими конденсаторами
Примечательной особенностью этой схемы является ее обратимость. Если поменять местами входы и выходы и на выход VOUT подать входное напряжение, то на выводе VIN схемы появится удвоенное напряжение. В этом случае заряжаются параллельно соединенные конденсаторы С1 и С2, а выходное напряжение снимается с последовательно соединенных конденсаторов. Заметим, что максимальный выходной ток в этом случае меньше, чем в случае понижения напряжения.
Для схемы, представленной на рисунке 4, при низком сопротивлении открытых каналов ключей SW1, SW2, SW3 и SW4 величина КПД достигает 90%. Следует учесть, что при использовании N-канальных MOSFET для управления ключей высокой стороны понадобится и ток дросселя начинает протекать через конденсатор С1 через диод D1. При выключении диода из-за восстановления его обратной проводимости ток в контуре меняет направление. И, наконец, в третьем интервале d3, когда конденсатор С1 заряжен током дросселя и его напряжение превышает выходное напряжение, энергия передается от конденсатора С1 к конденсатору С2. Ток протекает через диод D2, пока напряжения на конденсаторах С1 и С2 не сравняются. При этом ток дросселя продолжает протекать через внутренний диод силового к люча MOSFET. Подробная временная диаграмма рассмотренной выше схемы, показана на рисунке 8.
Рисунок 5
Рисунок 6
Схема инвертирования напряжения
Упрощенная схема высоковольтного инвертирующего преобразователя
Рисунок 7
Рисунок 8
Этапы работы схемы, показанной на рисунке 6
Временная диаграмма схемы, показанной на рисунке 6
Для режима с прерывистыми токами расчетные соотношения для схемы, приведенной на рисунке 6, следуют из формулы (2), оценивающей необходимый запас энергии в дросселе в течение интервала времени d1.
где: IPK – пиковый ток индуктивности; L – индуктивность дросселя; f – частота коммутации; K – КПД преобразователя; VOUT – выходное напряжение; RLOAD – сопротивление нагрузки.
Опуская ряд промежуточных алгебраических преобразований, приведем расчетные соотношения для выбора компонентов схемы. Длительность интервала времени d1 определяется из (3):
где: Т = 1/f – период цикла коммутации.
Длительность интервала времени d2 рассчитывается следующим образом:
Последний интервал времени d3 определяется из простого соотношения (5):
В этом кратком обзоре мы хотели напомнить разработчикам о незаслуженно, на наш взгляд, забытых решениях, которые могут облегчить жизнь при проектировании систем питания для случаев, когда не требуется высокая стабильность выходного напряжения и минимальные значения линейных и нагрузочных регулировочных характеристик.